Pregunta:

¿Cómo puedo eliminar la necesidad de etapas de ganancia adicionales a la vez que se admiten aplicaciones en las que existen grandes tensiones de offset diferencial?

Respuesta:
Esto se puede conseguir diseñando una solución de ganancia y acoplamiento de CA en una sola etapa utilizando un amplificador de instrumentación en modo de corriente indirecta rail-to-rail de micropotencia. Este artículo describe las ventajas del diseño y proporciona una guía de diseño paso a paso.

Introducción
En aplicaciones como los caudalímetros electromagnéticos (EM) y las mediciones biopotenciales, las señales diferenciales pequeñas están en serie con offsets (compensaciones) diferenciales mucho mayores. Estas desviaciones suelen limitar la ganancia que puede admitir el circuito en el diseño del front-end, lo que a su vez repercute en el rango dinámico global. La limitación de la ganancia es aún más difícil cuando se utilizan tensiones de alimentación más bajas, por ejemplo, en cadenas de señales alimentadas por baterías. Una solución para resolver este problema de gran desviación diferencial es utilizar una cadena de señal de medida acoplada a CA. Una cadena de señal acoplada a CA típica incluiría un amplificador de instrumentación de baja ganancia, seguido de un filtro de paso alto y etapas de ganancia adicionales (consulte "Amplificación de señales de CA con grandes desviaciones de CC para diseños de baja potencia"). En la mayoría de las aplicaciones, es preferible obtener tanta ganancia como sea posible en la primera etapa, ya que esto ayuda a mejorar el ruido referido a la entrada (RTI) de las siguientes etapas de ganancia en la cadena de señal. Este artículo le ayudará con el diseño y la implementación de una arquitectura de amplificador de instrumentación en modo de corriente indirecta (in-amp), lo que permitirá una alta ganancia, y el acoplamiento de CA todo en una sola etapa. El diseño incluirá el AD8237, un amplificador de instrumentación de micropotencia y deriva zero (zero-drift) que tiene un amplio rango de entrada diferencial y de modo común. Otros ejemplos de arquitectura indirecta en modo corriente son el AD8420. Las principales ventajas de un in-amp de retroalimentación de corriente indirecta de este tipo son:
► Es una arquitectura de bajo consumo.
► No hay limitación de diagrama de diamante (diamond plot) como con otras arquitecturas típicas como los amplificadores de entrada compuestos por dos o tres amplificadores operacionales (op amps)
► Se puede lograr un buen rendimiento de deriva de ganancia a partir de la adaptación de resistencias externas
► Se puede conseguir una CMRR alta sin depender de la adaptación de resistencias
► Pin de referencia de alta impedancia

Figura 1. Circuito de acondicionamiento de señal acoplado a CA con arquitectura en modo de corriente indirecta.

El circuito de la Figura 1 proporciona el esquema general en el que se elige el amplificador en modo de corriente indirecta AD8237. Sin embargo, para lograr una alta ganancia y un acoplamiento de CA en una sola etapa, es necesario implementar un circuito integrador en un bucle de retroalimentación con el AD8237. Esta solución permite obtener más ganancia que las soluciones de amplificadores de instrumentación compuestas por dos o tres op amps, que cancelan el offset una vez aplicada la ganancia. En la arquitectura propuesta, la corrección del offset se produce antes de la fase de ganancia, lo que permite que el amplificador interno tenga una gran ganancia. Ambas arquitecturas se presentan en el apéndice. El amplificador operacional ADA4505 se utiliza en el bucle de retroalimentación como circuito integrador. La salida del AD8237 es detectada por la entrada del integrador y conduce el pin de referencia del AD8237 para forzar la salida del AD8237 a VMID, que se establece en la entrada + del ADA4505. Aunque el circuito integrador proporciona una función de filtro paso bajo, en esta situación, debido a su uso en el bucle de retroalimentación, el circuito global tendrá una función de transferencia de filtro paso alto. Gracias a este comportamiento, no sólo bloqueará en última instancia cualquier desviación de CC antes de la ganancia que permita aumentar la ganancia más que otras soluciones, sino que también es aún más útil con tensiones de alimentación bajas y grandes desviaciones, ya que el margen con el que se puede trabajar es limitado. El circuito integrador también fuerza la salida del AD8237 a una tensión elegida a través de un pin de referencia. De hecho, el integrador está forzando el pin de referencia relativo al pin FB del AD8237 para que sea igual y opuesta a la tensión diferencial de las entradas.

Tabla 1. Especificaciones clave de diseño para el circuito de la figura 1

Ejemplo de especificaciones de diseño
Para aplicaciones de bajo consumo, normalmente se dispone de una única alimentación, que suele estar entre 1,8 V y 3,6 V. Las opciones de diseño para el circuito mostrado en la Figura 1 dependen del rango de amplitud y frecuencia de la señal de entrada y del offset. La Tabla 1 enumera especificaciones de diseño de ejemplo para el circuito de la Figura 1.
Las opciones de diseño para este circuito se realizaron utilizando un modo de bajo ancho de banda para el AD8237, lo que permite una flexibilidad de ganancia y una mejor estabilidad.

Descripción del diseño
El circuito de la Figura 1 está compuesto por el AD8237, un amplificador de instrumentación de micropotencia rail-to-rail, y el ADA4505, un amplificador operacional de distorsión de cruce de entrada cero. Ambos pueden ser alimentados desde una fuente mínima de 3,3 V, VDD.
Este circuito puede suministrar una tensión, VOUT, que representa la amplificación de la señal de CA, VSIGNAL, presentada en la entrada mientras se elimina cualquier tensión de offset de CC, VOFFSET. Se genera una tensión VMID para ajustar tanto la entrada positiva del ADA4505 como el modo común de salida de la etapa de ganancia del AD8237 a la mitad de la alimentación. La VMID se genera con un divisor de tensión (R1, R2) y se amortigua con otro ADA4505. El AD8237 se presenta en un encapsulado MSOP (mini small outline package) y el ADA4505 en un encapsulado WLCSP (compact wafer-level chip scale package).

Consideraciones de diseño
1. La entrada positiva del ADA4505-2 (1/2), VMID, fijará el valor de VREF (pin Ref del AD8237) y, en consecuencia, la salida, VOUT. Para garantizar la máxima oscilación de salida entre los dos canales de alimentación, el valor óptimo de la mayoría de los amplificadores de instrumentación se encuentra en la mitad de la alimentación (+VDD/2) debido a la tensión de entrada en modo común frente al rango de salida o diagrama de diamante. En la sección de simulaciones de diseño se presentará una herramienta de diagrama de diamante para ayudar en esta tarea.
2. Al considerar la corriente de alimentación total del circuito, la elección de los valores de las resistencias R1 y R2 también es importante. La elección de la resistencia es un compromiso entre el ruido y la disipación de potencia. En el caso de este circuito, es mejor elegir valores de resistencia mayores para minimizar la corriente de alimentación adicional. La corriente de alimentación adicional añadida para este divisor de resistencias sería:

► En el caso del divisor de resistencias (R1, R2), se puede añadir un condensador adicional C1 para limitar la banda de ruido así como reducir cualquier interferencia de 50 Hz/60 Hz o de otro tipo en VDD. Cuanto mayor sea el condensador, mejor será el filtrado de ruido; sin embargo, el VMID tardará más en estabilizarse al encenderse. El tiempo estimado que tarda en establecerse dentro del 1%:

3. Al elegir los valores de los componentes pasivos (resistencias y condensadores), deben tenerse en cuenta las tolerancias. En el caso del divisor de resistencias (R1, R2), el valor objetivo de VMID puede desplazarse, lo que influiría en los rangos de oscilación de salida VOUT del AD8237 y el ADA4505.
A partir del circuito de la Figura 1, la función de transferencia tendrá dos frecuencias de corte que son el resultado de un filtro de paso alto procedente del circuito integrador ADA4505 en retroalimentación y una respuesta de filtro de paso bajo debida al ancho de banda del AD8237. Se puede introducir cierto error de ganancia, que está relacionado con la frecuencia de corte del integrador (ADA4505) en combinación con el ancho de banda del AD8237. Por lo tanto, es importante que la frecuencia de corte de paso alto y la frecuencia de corte de paso bajo respeten un cierto intervalo. Dependiendo de lo cerca que estén las frecuencias de corte (cutoff) entre sí, el porcentaje de error de ganancia podría cambiar.
4. Si la aplicación requiere el uso de sensores de alta impedancia, se podrían utilizar buffers como el ADA4505 delante de las entradas del AD8237 para proporcionar una mayor impedancia de entrada y una menor corriente de polarización de entrada, ya que un buffer convertirá una entrada de alta impedancia en una salida de baja impedancia. La corriente de polarización de entrada del AD8237 es de 1 nA como máximo a lo largo de la temperatura.

Procedimiento de diseño
1. Divisor de tensión para ajustar VMID:
Utilizando la sección 2 de Consideraciones de diseño, para el circuito de la figura 1, los valores de los componentes periféricos se establecen en R1 = R2 = 1 MΩ para mantener la contribución de corriente de alimentación en torno a 1 µA.

Salida del divisor de resistencias antes del ADA4505:

Asumiendo que la tolerancia para R1 y R2 es del 5% y teniendo en cuenta el offset del ADA4505:

Para eliminar las interferencias de la fuente de alimentación de CA y el ruido de las resistencias, ajuste C1 de modo que la frecuencia de corte sea al menos inferior a la frecuencia mínima de VSIGNAL de 20 Hz.

Tenga en cuenta que el valor del condensador puede ser mayor si es necesario para limitar aún más el ruido.

En este caso, C1 se ajusta a 22 nF, lo que proporciona una frecuencia de:

2. Valor de ganancia del amplificador de instrumentación (AD8237) VSIGNAL:
Considere que el rango de salida de los sensores de flujo EM suele ser una amplitud de señal pico a pico que va de ±75 µV a ±6 mV. Para el circuito de la figura 1, el rango de amplitud de la señal pico a pico se establecerá en VSIGNAL = 6 mV pico con una frecuencia de 30 Hz.
A continuación, considere los límites del rango de oscilación de salida del AD8237 a los canales de alimentación. Estos valores se pueden encontrar en la hoja de datos de "Output Swing". Vamos a utilizar el caso RL = 10 kΩ swing caso a +25 ° C para ser conservador:

Para una alimentación de 3,3 V:

Dado que la salida es totalmente diferencial, la salida oscilará con respecto a VMID será, peor de los casos:

Para señales de entrada positivas (VMIDMAX = 1,732 V):

Para señales de entrada negativas (VMIDMAX = 1,568 V):

Ahora, para ajustar la ganancia, sume el total de señales de entrada diferenciales esperadas y utilice el menor de los rangos de oscilación positivo y negativo para establecer el rango de oscilación máximo:

Teniendo en cuenta los límites del rango de tensión de salida, la ganancia del AD8237 debe ser inferior a 253. Para dejar cierto margen para errores de CC/otros, el valor de ganancia para el circuito de la Figura 1 debe ser inferior al valor máximo posible. También existe un compromiso entre la ganancia y el tiempo de estabilización: cuanto mayor sea la ganancia, más lenta será la constante de tiempo del filtro. Debido a estos comentarios, la ganancia del AD8237 se fija en 101.
Observe el beneficio de las consideraciones de diseño, Paso 1, en términos de maximización del valor de oscilación.
De la hoja de datos, la fórmula asociada para la ganancia es:

La hoja de datos del AD8237 proporciona valores de resistencia sugeridos para la selección de la ganancia. Para la ganancia seleccionada de 101, los valores de estas resistencias deben ser RF1 = 1 kΩ y RG1 = 100 kΩ.
3. Ancho de banda del amplificador de entrada (AD8237):
A partir de la hoja de datos, el valor de la frecuencia cutoff es

Si la especificación de diseño requiere una cierta atenuación mínima para la frecuencia máxima de la señal, esto se puede comprobar fácilmente para una frecuencia cutoff de filtro dada.

4. Ajuste de la frecuencia cutoff del filtro paso alto:
Una frecuencia cutoff del filtro de paso alto de alto valor ajustada por el integrador puede acercarse demasiado a la frecuencia cutoff del filtro de paso bajo ajustada por el ancho de banda del AD8237 como se explica en la sección de consideraciones de diseño. Esto introducirá algún error de ganancia respecto a la ganancia establecida previamente.
Asumiendo una tolerancia de ±5% para R3 y C3, la constante de tiempo más rápida debería ser menor que la frecuencia mínima de V_SIGNAL:

La resistencia R3 tendrá un valor constante de 1 MΩ para minimizar la corriente a través de esta resistencia hacia el amplificador operacional.

Tomando el valor de condensador estándar más cercano para tener aproximadamente una frecuencia cutoff de 20 Hz, establezcamos C3 = 1,5 µF, así, la frecuencia cutoff actualizada es:

Si la especificación de diseño requiere una cierta atenuación mínima para la frecuencia mínima de la señal, esto se puede comprobar fácilmente para una frecuencia cutoff del filtro dado. Vea un ejemplo de este circuito:

5. Tensión de offset:
Ambas señales VOFFSET y VCM tienen limitaciones.
Como es de esperar, el offset DC puede ser mayor que el que podemos encontrar habitualmente en la mayoría de las aplicaciones. En esta situación, el valor de la tensión debe ser VOFFSET ≤ ± VMID. Si el offset DC es mayor que este límite, el valor de tensión VREF sale del rango de alimentación de tensión del ADA4505. La ecuación vinculada al pin de referencia se establece en: VREF = VMID - VOFFSET. El VOFFSET se fijará en 1 V.
En cuanto a la tensión en modo común, está directamente ligada al valor de VOFFSET ya que VCM debe estar en el rango:

Si no se verifican esas limitaciones, los valores de entrada del AD8237 estarán por encima o por debajo de los rangos de alimentación. El VCM se fijará en 1,65 V.

Simulaciones de diseño
Para comprobar el rango de entrada en modo común frente a la tensión de salida o el diagrama de diamante de un amplificador de instrumentación, deberá proporcionar la tensión de alimentación +VDD, la tensión de referencia, la ganancia, la oscilación (swing) en modo común y la oscilación (swing) de entrada diferencial. La herramienta de diagrama de diamante del amplificador de instrumentación de Analog Devices ayuda a ver si la oscilación de entrada está dentro del rango operativo del componente. Tenga en cuenta que la oscilación de salida utilizada para la herramienta utiliza las condiciones de carga del peor caso (carga resistiva más pequeña), por lo que si diseña según los límites de la herramienta, habrá un margen adicional para cargas resistivas mayores. Si se observan los resultados de la figura 2, el contorno púrpura es el rango utilizable del AD8237 para la tensión de alimentación, la oscilación de salida, el rango de modo común de entrada y la tensión de referencia del componente. El contorno rojo muestra cuánto de este rango se está utilizando para el modo común dado y la oscilación de modo de entrada diferencial. El objetivo es mantener el contorno rojo dentro del contorno púrpura. Si ciertas condiciones no lo cumplen, la herramienta mostrará el error y ofrecerá recomendaciones. Es importante señalar que la implementación del circuito integrador en el bucle de retroalimentación no es posible en esta interfaz. Sin embargo, una solución para esto es configurar la señal de entrada del diagrama de diamante como si el VOFFSET y el voltaje VCM del circuito (en la Figura 1) estuvieran añadidos. De este modo, se elimina el intervalo (0,65 V a 2,65 V) como desplazamiento de CC y no se gana. También muestra que la tensión en modo común podría ser más alta, ya que todavía hay algo de espacio para que la salida oscile. Para comprender mejor lo que ocurre en el interior del amplificador de instrumentación, la pestaña Circuitería interna muestra las tensiones de los nodos internos.

Figura 2. Un ejemplo de herramienta de trazado AD8237.

LTspice® es una excelente herramienta de simulación para comprobar los cálculos del procedimiento de diseño realizados anteriormente, incluyendo otras especificaciones de interés como el rendimiento de ruido en la banda de señal de interés. El esquema LTspice se muestra en la Figura 3. La primera simulación (Figura 4 y Figura 5) es una simulación transitoria con un offset DC de 1 V y una señal de entrada de ±6 mV a 30 Hz. La Figura 4 muestra la señal en diferentes etapas del circuito. La Figura 5 es una versión ampliada de la Figura 4 una vez que el circuito se ha asentado y el condensador integrador se ha cargado hasta el valor final. La curva azul es la salida del integrador o pin de tensión de referencia del AD8237. La curva roja es el valor VMID diseñado a VDD/2 y la curva verde es la señal de salida final de 30 Hz ganada, VOUT.

Figura 3. Esquema LTspice

La Tabla 2 muestra una comparación del objetivo de diseño frente a los resultados de simulación para la simulación transitoria. Para el valor máximo y mínimo de VOUT, los valores esperados provienen de: VOUT = VMID ± VSIGNAL × 101, que en nuestra situación nos da los valores esperados a 2.256 V y 1.044 V. El valor esperado de VREF es igual a VMID - VOFFSET, que en nuestra situación, nos da un valor esperado de 0.65 V. En cuanto a VMID, calculamos que es la tensión media de alimentación, que en nuestro caso es de 1,65 V.

Figura 4. Resultados de la simulación transitoria.

Los resultados obtenidos en el análisis de transitorios comparados con las expectativas son bastante similares en cuanto a la tensión de salida. Sin embargo, se necesitan 17 segundos para que la simulación se asiente y para que la salida llegue a su valor final, debido al gran condensador integrador y al gran offset DC implementado. Este tiempo de asentamiento se debe a que la simulación comienza en el tiempo 0 s, y el condensador necesita tiempo para cargarse hasta el valor final.

Tabla 2. Objetivo de diseño frente a simulación Análisis de transitorios

Parámetro Objetivo de diseño Simulación

La siguiente simulación de la Figura 6 muestra la respuesta en frecuencia del circuito de la Figura 3 con un offset DC de 1 V y una señal de entrada de ±6 mV a 30 Hz. Los cursores 1 y 2 de la Figura 6 se colocaron en el punto de -3 dB para los filtros paso alto y paso bajo, respectivamente. La Tabla 3 muestra una comparación entre los objetivos de diseño y los resultados de la simulación.

Tabla 3 Objetivo de diseño frente a simulación Análisis de CA

Parámetro Objetivo de diseño Simulación

 La siguiente simulación de la Figura 7 muestra la densidad de ruido de tensión frente a la frecuencia RTI para el circuito de la Figura 3. Esto se hace dividiendo el ruido de salida por la ganancia total de la solución (101). Para la función de filtro pasa banda, necesitamos elegir el intervalo de frecuencia de integración para calcular el ruido total.
Para la frecuencia superior, utilizaremos el valor de frecuencia máxima del sensor establecido anteriormente, que es de 220 Hz. Para la frecuencia inferior, utilizaremos también el valor de frecuencia mínima del sensor establecido en 20 Hz. En esta situación, el ruido resultante será de la integración de 20 Hz a 220 Hz.

Figura 5. Resultados de la simulación transitoria ampliados.

En realidad, el ruido medido será mayor debido a las frecuencias cutoff del filtro pasa banda. Los resultados de la simulación LTspice asumen un filtro "brick wall" post-procesamiento para tener un roll-off agudo a 20 Hz y 220 Hz.

La línea de comando en LTspice se establece entonces como .noise V(VOUT) V1 dec 100 20 220. A continuación, mantenga pulsada la tecla de control y haga clic izquierdo en el nombre de la forma de onda (V(ONOISE)/101). El ruido rms se puede convertir fácilmente en ruido pico a pico utilizando la ecuación:


Una comprobación rápida del ruido del AD8237 y del ADA4505 determinó que el AD8237 es la fuente de ruido dominante.

Figura 6. Resultados de la simulación de CA.

Figura 7. Ruido total integrado en el ancho de banda de ruido equivalente.

Resultados medidos
Para resaltar los resultados anteriores, es posible realizar pruebas de hardware, ya que tanto el AD8237 como el ADA4505 ofrecen placas de prueba. La soldadura de cada componente puede realizarse a partir de los esquemas de las placas de prueba. Cuando se utilizan ambas placas de prueba al mismo tiempo, puede ser necesario cortar una traza en la placa AD8237 para conectar la tensión VMID a las resistencias RG.
Para asegurar una mejor comprensión, los valores de los componentes fueron establecidos y tomados de la sección de procedimiento de diseño igual que con la simulación del diseño. Para simular los caudalímetros EM o los sensores de medida biopotencial, se utilizaron diferentes equipos de medida como un calibrador de tensión y un generador de forma de onda arbitraria.

Para esta prueba, las señales de entrada se ajustaron con un desplazamiento de CC, VOFFSET, de 1 V, una tensión en modo común de 1,65 V y una señal de entrada, VSIGNAL, de ±6 mV a 30 Hz.
Observando los resultados mostrados en la Figura 8, el rendimiento de la tensión de salida VOUT (curva amarilla) tiene un pequeño desvío respecto a los valores esperados, pero sigue estando en línea con las expectativas.

La Tabla 4 muestra un resumen de los objetivos de diseño frente a los resultados medidos.

Tabla 4. Objetivos de diseño frente a resultados medidos Objetivos de diseño frente a resultados medidos

Las diferencias entre el objetivo de diseño y los resultados de la simulación pueden tener distintos orígenes.
► Las resistencias utilizadas tenían una tolerancia de error del 5%, lo que significa que el valor VMID podría haberse desplazado.
► La configuración del banco puede tener limitaciones que pueden dar lugar a desviaciones menores como muestran las simulaciones medidas, VOFFSET y VSIGNAL.

Figura 8. Captura de pantalla de un osciloscopio con la curva amarilla correspondiente a VOUT y la curva azul VREF.

Dispositivos de diseño

Conclusión
Un requisito habitual a la hora de capturar señales de sensores como los de flujo EM en transmisores de campo o los electrodos en aplicaciones biopotenciales, la señal de interés, suele estar asentada sobre desplazamientos de CC mucho mayores. Para facilitar la extracción de la información relevante de estos sensores, una solución es implementar una cadena de señal de medida acoplada a CA. El objetivo es eliminar las desviaciones de CC a la vez que se amplifican las señales de CA. El amplificador de instrumentación AD8237 proporciona la ganancia y la CA se acopla en una sola etapa incorporando un circuito integrador en el bucle de realimentación. Al eliminar la desviación de CC en la etapa de entrada, este circuito permite aplicar la máxima ganancia de señal a la entrada misma de la cadena de señales de medida, lo que minimiza el ruido referido a la entrada de la solución de medida global.

Referencias
LTspice
LTspice es un simulador SPICE III de alto rendimiento, captura esquemática y visor de formas de onda con mejoras y modelos para facilitar la simulación de circuitos reguladores de conmutación, lineales y de cadena de señal.

Herramienta Diamond Plot para amplificadores de instrumentación
La herramienta de diagrama de diamante es una aplicación web que genera un rango de tensión de salida específico de la configuración frente al gráfico de tensión en modo común de entrada, también conocido como diagrama de diamante, para los amplificadores de instrumentación de ADI.

Apéndice
Figura 9. Amplificador de instrumentación en modo de corriente indirecta Arquitectura del amplificador de instrumentación en modo corriente indirecto del AD8237.

En la Figura 9 y Figura 10, se muestran el amplificador de instrumentación en modo de corriente indirecta y la instrumentación de tres amplificadores operacionales. El amplificador de instrumentación indirecto en modo corriente permite más ganancia que las soluciones de amplificador de instrumentación compuestas por dos o tres op amperios, que cancelan el offset una vez aplicada la ganancia. En la arquitectura propuesta, la corrección del offset se produce antes de la fase de ganancia, lo que permite que el amplificador de instrumentación tenga una gran ganancia. A continuación se describen ambas arquitecturas.
En la Figura 9, el amplificador de instrumentación indirecto en modo corriente se basa en una configuración de una etapa. Las tensiones de entrada se aplican a la primera célula GM1, mientras que la célula GM2 se encuentra en el bucle de realimentación. El integrador interno Amplificador A fuerza una réplica de VIN1 en VIN2. El integrador se utiliza para conducir el pin de referencia que es anterior a la ganancia. La ganancia es ajustada por las resistencias externas RFB y RG e igual a:

Figura 10. Amplificadores de instrumentación de tres amplificadores operacionales. Tres amplificadores operacionales de instrumentación.

La arquitectura de tres op amps de la Figura 10 se basa en una configuración de dos etapas. Los dos primeros amplificadores operacionales U1 y U2, la resistencia RGAIN, las resistencias R2 y R1 forman amplificadores no inversores y se consideran la etapa de entrada. Proporciona ganancia de modo común unitaria y la ganancia diferencial se ajusta mediante la resistencia RGAIN e igual a:

El último amplificador operacional, U3, y las resistencias R3 forman un amplificador diferencial que constituye la etapa de salida del amplificador de instrumentación. Proporciona ganancia unitaria en modo diferencial y rechazo en modo común. El punto de inyección de la referencia para esta arquitectura se encuentra en la segunda etapa después de aplicar la primera etapa de ganancia.

Agradecimientos
Consultores clave:
David Plourde, Ingeniero de diseño de CI, Grupo Scientific Instruments (SCI)
Aine McCarthy, Ingeniera Jefe de Aplicaciones de Sistemas, Grupo de Automoción
Tim Green, Ingeniero Superior de Aplicaciones Analógicas, Grupo Scientific Instruments (SCI)

Autora: Marie-Eve Carre, Ingeniera de aplicaciones de sistemas Analog Devices
Sobre la autora
Marie-Eve Carre posee un máster en Ingeniería Electrónica por la Escuela de Ingeniería CPE de Lyon (Francia). Marie-Eve se unió por primera vez a Analog Devices en 2020 como cooperativa de ingeniería de aplicaciones antes de regresar a Francia para terminar su maestría. Regresó a ADI en 2022 y actualmente apoya al grupo de aplicaciones de cadenas de señal de precisión con un enfoque en cadenas de señal de baja potencia.